新一代基站中接收器通道的設計改進論文
[摘要]隨著移動通信技術的不斷更新，基站也必須大幅提高數(shù)據傳輸率及語音傳輸量以支持新的功能。但若要確保傳輸?shù)恼Z音清晰和信號準確無誤，就需要采用穩(wěn)定可靠的高性能、高電源效率的信號路徑解決方案。本文討論了有關系統(tǒng)的各種最新要求，并分析怎樣挑選合適的元件。
[關鍵詞]新一代基站;3G;解決方案
0引言
世界各國在推動第三代移動通信系統(tǒng)(3C)商用化的同時，已將研究重點轉入后3C或4C移動通信的研究，越來越多的研究人員開始轉入對新一代移動通信系統(tǒng)的研究。后3G的出現(xiàn)意味著需要測試更多的基站，檢查新的更加復雜的參數(shù)，同時出現(xiàn)破壞性干擾的概率也正在不斷提高。
1目前采用的無線設計架構
目前，比較流行的基站架構如圖所示。它主要由兩部分組成，基帶處理單元和射頻單元，他們之間是通過光纖來連接的，光纖上的標準現(xiàn)在比較流行的是CPRI或OBSAI，不同的基站供應廠商會提供不同的標準。這種架構有很多優(yōu)點，更加容易覆蓋，而且覆蓋更加合理，對于基站無線網絡的布局也更加有效。因此，現(xiàn)在絕大多數(shù)的基站都在采用這一技術的基站運用到無線通信當中。
2基站接收器通道的設計考慮與解決方案
圖1是一典型接收機的架構圖，框圖當中有兩次變頻，這就是我們傳統(tǒng)的低中頻采樣方式，之所以采用兩次變頻，主要是受限于ADC技術的發(fā)展。由于在5年前，ADC的采樣頻率不是很高，所以必須采用一個低中頻的方案。隨著ADC技術的不斷發(fā)展，它的采樣率越來越高，比特數(shù)也在增長，目前可以達到200Msps，這樣我們就可以采用一個高中頻的方案。高中頻采樣是現(xiàn)在比較流行的采樣技術，運用較廣較多。
圖1接收機架構圖
數(shù)字信號輸出零中頻采樣。零中頻方案由于它自身的缺陷，目前還不能在多載波系統(tǒng)中得到很好的解決，所以零中頻方案在實際的系統(tǒng)當中，在多載波當中應用的非常少。
射頻采樣。該技術目前主要是軟件無線電接收的架構，同樣由于ADC本身技術的限制，目前ADC的采樣數(shù)在射頻采樣中不能做的很高，同時它不能保證其全功率帶寬能夠滿足射頻采樣的需求，所以目前射頻采樣也沒有被采用。
2.1模數(shù)轉換器的技術參數(shù)規(guī)定
在系統(tǒng)設計之初，主要考慮的問題就是頻率的選擇，即中頻放在什么地方，ADC采樣率放在什么地方，但由于信號的帶寬主要是由標準來決定的，比如WCDMA是3.84M的帶寬，多載波只有幾個載波，所以設計系統(tǒng)之初對于頻率選擇的好壞將會對器件的性能要求苛刻，一個好的頻率選擇，可以放松對一些主要器件性能的要求，比方說ADC的性能。
按照傳統(tǒng)的尼奎斯特理論，采樣率必須是信號帶寬的兩倍，即f>2 xBH，。但實際當中我們會發(fā)現(xiàn)，實際系統(tǒng)中采樣率比信號帶寬要高得多，這主要是由于，一個高的信號帶寬，它可以對鏡像抑制，也就是鏡像會離有用信號遠一些，較易加以濾波，這樣一來，在模擬部分和數(shù)字部分做鏡像抑制是非常容易的。同時，高的采樣率會帶來較好的基帶處理增益，有較高的頻帶內信噪比，這樣也會放松對模擬前端的設計需求。因此，我們最終會發(fā)現(xiàn)，ADC的采樣率會遠遠高于信號帶寬。那么，在保證輸入帶寬不變的情況下，只提高采樣頻率(工)，便可采用信噪比較低的ADC。
如果我們將輸入的模擬帶寬和輸入的頻率(fN)保持不變，可以改變采樣時鐘的頻率點即采樣率便可改變頻帶內的諧波跌幅，即二次諧波、三次諧波疊加到有用信號的帶寬內。
2.2接收路徑的靈敏度
靈敏度是接收機可以接收的最小信號，它決定著整個基站的覆蓋范圍以及整個基站的容量。影響接收機接收性能的主要因素是噪聲，噪聲越低，其接收的有用信號也可以越低，這樣覆蓋范圍就會越大。影響接收機的噪聲有以下幾種：較強的阻塞信號.天線口輸入的.熱噪聲(一般是固定值=174);整個接收鏈路的器件噪聲，即器件本身的噪聲系數(shù)。
由于整個接收鏈當中本振、ADC采樣時鐘，它們并不是一個理想的單音信號，也會有一定的相位噪聲，而相位噪聲疊加到有用信號當中同樣會使整個信號的噪聲提高，這樣也就給我們提出了降敏需求，所以在設計中要加入降敏技術，給整個噪聲的設計留有一定的余量。
2.3數(shù)字可變增益放大器(DVGA)及模數(shù)轉換器信噪比在決定整個系統(tǒng)的噪聲系數(shù)之前，先決定整個系統(tǒng)的最大增益。
最大增益=滿標度輸入一信號回退一最高阻塞信號目前，最大增益一般都是由其最大的阻塞信號來決定的。信號回退主要是由于目前都是調制信號，都有一定的分均比，比如CDMA信號等。為了保證ADC的不溢出，都要根據其分均比對其做信號回退。滿標度輸入，即ADC的滿量程輸入，根據公式可以決定接收機模擬部分的最大增益。但由于一些單載波的信號當中，我們可以在系統(tǒng)中加DVGA，這樣可以在輸入小信號的時候，增益可以更大些;在輸入大信號，其中含有較強阻塞信號的時候，可以把增益變得小一些，這樣可以增加整個鏈路的動態(tài)范圍。換句話說，即可以降低對ADC的需求。這個一般單載波系統(tǒng)中會用到，但是在多載波系統(tǒng)中，也會加入DVCA，主要是為了補償通道間的不一致性，以及對一些高低溫試驗的漂移的補償。
2.3.1模數(shù)轉換器的最低噪聲
下圖形象的給出了整個噪聲包括天線口的熱噪聲，整個鏈路的噪聲系數(shù)，以及一些降敏需求。在ADC輸入端整個噪聲由天線熱噪聲、降敏系數(shù)、噪聲系數(shù)以及整個鏈路的增益決定，通過這些可以計算出ADC輸入端的噪聲。同時，ADC自身也會有噪聲，據設計經驗，ADC自身的噪聲要比輸入端的噪聲低lOdB，故ADC的噪聲不會決定或改變整個鏈路的噪聲，也就是說，設計瓶頸不在ADC。如果發(fā)現(xiàn)ADC噪聲與輸入噪聲很接近的話，說明ADC的精度選擇過低，需嘗試選高精度的ADC，比如從12比特升到14比特。模數(shù)轉換器的最低噪聲會成為天線加脫敏加最低噪聲加增益之外的另一噪聲源。
圖2系統(tǒng)內.噪聲的組成
2.3.2模數(shù)轉換器的噪底與信嗓比的關系
已知ADC的輸入噪聲，又知ADC本身的噪聲要比輸入噪聲低lOdB，便可得到ADC的噪底，也可以通過ADC的噪底，反推出該ADC所需要的SNR。根據SNR我們可以要求ADC的精度。
以下給出了它們的換算關系：
Vroiu=頻帶內的最低噪聲密度視為白噪聲(V/rtHzdBm/Hz)
可以得到它的SNR及其與噪底間的對應關系。根據已知可以推算出ADC的輸入阻抗及其自身的噪底，并相互做比較。根據前面的考慮可以計算出帶內的SNR，若SINAD大于解調門限，則系統(tǒng)沒有問題，若小于解調門限，必須回頭看是哪部分帶來的噪聲大了，使整個帶內的噪聲比真正基帶的解調門限要小，就必須降低某部分的噪聲，來改善SINAD指標�？赡苁茿DC的選擇不合適，也可能是模擬部分的噪聲系數(shù)太高了或者其它的因素。所以，整個頻帶內的信噪比決定了基站的靈敏度，判斷不同廠家基站的好壞，靈敏度是重要的指標。
3結論
由于新一代的無線網絡基站必須有極高的靈敏度、卓越的功率放大器線性表現(xiàn)，以及強勁的噪聲抑制能力。因此，基站的不同系統(tǒng)必須經過特別的設計考慮才能符合這些要求。一個高性能的解決方案不僅能夠滿足基站信號路徑的要求，還能解決新一代基站基建設備的系統(tǒng)設計問題。
參考文獻
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